HD Radio FM系统接收机的设计和FPGA实现

宋文君 赵敏

（国家新闻出版广电总局无线电台管理局中央广播电视塔）

摘要：本文对HD Radio FM数字音频广播系统的发射、接收系统以及实现程序进行了设计和探讨。内容包括数据格式配置、星座图、发射机的OFDM调制、时钟同步、OFDM解调，FCFO和ICFO估计、以及接收机的信道估计。最后在FPGA的硬件平台运行系统，验证设计的合理性。关键词：HD Radio FMOFDMFPGAIBOC

1 引言

随着无线通信时代的发展，许多方案取得发展并变得可行。在数字音频广播领域，正在使用几项标准，比如欧洲的Eureka-147。它被称为DAB（数字音频广播），并被多个欧洲国家所采用，其中一个商业采用者是英国的BBC公司，它在1995年进入数字广播领域。这个系统利用了OFDM（正交频分复用）技术。另外一个数字广播技术叫做DRM（数字调幅广播），它在法国取得发展，运行在低于30MHz 的频率。如果这两种数字广播技术都占用新的频谱来单独使用，对于有限的频率资源，会造成极大的浪费。因此，IBOC（带内同频道）系统被开发了，它允许传统广播和数字广播在相同的频道内同时播出。IBOC已经被美国采用，作为它的数字广播标准，并且提出两套系统标准：HD Radio FM系统和HD Radio AM系统。它们工作的频率分别和传统的FM和AM 频率一样。HD Radio FM系统是由iBiquity Digital公司开发的数字音频广播系统，它可以在相同的FM频谱内同时播放模拟和数字广播信号。采用这个系统的好处是使用数字接收机的听众可以收到像CD音质一样的节目，而那些使用传统接收机的听众仍然可以收到模拟节目。这个系统使用两种播放模式：混合模式和全数字模式。在混合模式下，一个站点占用400 kHz带宽同时发射它的模拟和数字信号；而在全数字模式下，它可以利用全部400 kHz带宽来发射全数字信号。在混合模式下，因为系统受到模拟频谱占用的限制，它只有较少的带宽来发射数字信号，大约140 ~200 kHz。未来，广播传输全数字化，全数字模式将会取代混合模式。在全数字模式下，HD Radio FM 系统将利用全部400 kHz 带宽进行数字发射，这样仍然比其它数字音频广播标准占用更少的带宽。因为HD Radio FM占用的频谱和传统的模拟FM一样，广播站点不需要彻底改变它的设备，听众也不需要记新的站点频率。这个系统在有限的频谱资源环境中非常适用。文章的结构如下：第二部分是基于系统性能的发射机设计。第三部分提出接收机设计并讨论接收机每个模块的运算程序，包括它的具体功能和仿真结果。第四部分在FPGA硬件平台实现系统性能。最后给出结论。

2 发射机设计

2.1 HD Radio FM系统参数HD Radio FM参数是：副载波间隔363.4 Hz，循环字首宽度7/128，FFT大小是4096，OFDM 符号持续时间2.764ms。在分配给每个站点的400 kHz带宽中，中心的 200 kHz只为模拟使用，两边剩下的边带总共 200 kHz是为数字使用。频谱占用如图1所示。数字信号占到534个副载波。在文中，频谱分区遵从混合模式1。在模拟FM两边每边都有10个频率划分区，每1个划分区包含19个OFDM副载波，其中包含控制/同步的1个参考副载波和18个数字音频数据副载波。每个框架持续 1.486秒，其中包含16个块和每个块上的32个OFDM符号。另外，OFDM符号持续时间和循环字首长度分别是2.902毫秒和7/128。

图1 HD Radio FM 频谱

2.2 发射机设计

首先，数据流首先进入扰码模块，对输入的传输流进行加扰，这样可以随机化每个逻辑信道中的数字数据。接着，经过扰码的数据通过使用卷积码来编码，在每个逻辑信道中给数字数据增加冗余度。然后，信道编码信息流进行交织，交织可以提供时间和频率分集，来减少突发误差的影响。

HD Radio FM系统在数据副载波中利用QPSK映射，在参考副载波中利用BPSK映射。OFDM副载波映射把交织数据转换到频域范围。在频率分区中，交织器分割的成对的相邻列被映射成QPSK调制数据副载波。

发射子系统形成了基带IBOCFM波，通过VHF (甚高频)信道发送。功能中包含字符组串和频率上变频。当发送混合波形或者扩展混合波形的时候，在与数字波形合成之前，先要对基带模拟信号进行调制。混合发射子系统这个模块的输入是一个合成的基带时域OFDM信号y(t)。经过Tdd延迟处理后，基带模拟信号m(t)从模拟源出来。Tdd是可调整的，代表在模拟和数字连锁之间的运行时延。在 IBOC系统，模拟和数字信号载着相同的音频节目。

模拟信号m(t)由传统的FM调制器发送。

公式1

这里?c代表FM载波频率，maxt|m(t)| =1，?d=75 kHz 是最大频率偏移。然后，数字调制RF OFDM信号经过上变频器后和FM射频信号合成，产生IBCO FM合成波形，s(t)。

3 接收机设计

3.1信号同步

HD radio FM系统接收机设计图如图2所示。在接收器的设计中，应当注意时钟和频率同步以及信道的影响。

HD radio FM系统采用了OFDM调制和解调技术，而同步技术是OFDM系统中的关键技术之一，所以系统的性能在很大程度上受到同步技术的影响。同步包括时间同步和载波频率同步两个方面，其中，时间同步包括采样时钟同步以及码元同步。采样时钟同步要求接收机和发射机两端的采样时钟频率要保持一致，而码元同步就是要找到FFT窗口的起始位置。

图2HD Radio FM 接收机设计图

有两个主要原因造成CFO（载波频率偏移）。首先，发射机和接收器之间的相对速度导致了多普勒效应。第二个原因是发射机晶体振荡器和接收机晶体振荡器之间的不匹配。HDRadio FM的工作载波频率可以高到108MHz。信道模型明确了接收机在以141km/h 的速度移动的时候，会导致13Hz的多普勒偏移。这个值仍然少于副载波间隔的一半。广播台站的不匹配， LO（本振）的不匹配，应该限制在1ppm。因此，接收机的本振不匹配是CFO的主要原因。下面的讨论主要聚焦在本振的不匹配。假定本振不匹配是20ppm，载波频率是108MHz，CFO可以达到2160Hz。

由上述讨论中，我们可以把影响系统的载波频率偏移分为FCFO（微小载波频率偏移）和ICFO（整体载波频率偏移）。在系统中，设计CP（循环字首）延迟的相关性来检测STO（符号时间偏移）和FCFO。ICFO可以使用在参考副载波上的控制数据来解决。因为HD radio FM系统采用了OFDM调制技术，OFDM符号的循环字首允许接收器利用信号的周期性来估计一个符号的起始点。运算程序在公式2中显示。

公式2

其中：r(n)代表接收到的复合信号，(.)*代表复共轭，N是FFT点，Ng是循环字首长度，m是求和矫正，ρE(.)是能量矫正， σ?s是信号能量，σ?n是噪声能量。

通过符号中的高度自相关性能，自相关中的峰值指示了OFDM符号的起始值。其中，必须添加矫正功能来补偿由于多径信道造成的影响。即使这样，仍然很难从周边噪声中区分出峰值。因此，平均一下符号长度的自相关值可以提高可靠性。

FCFO可以通过上述提到的CP延时矫正方法估计，如公式3所示。

公式3

对于ICFO部分，在频率范围可以通过使用均匀间隔参考副载波来解决。依据系统的性能,系统控制数据数列的长度是32bits ，一次由一个OFDM符号发送一位。在这个数列中存在11位同步类型，它的设计目的是为了框架的同步。基于这个性能，接收机一旦收到OFDM信号，就能够把收到的副载波交叉关联到这11位同步类型。如果在19个副载波中找到了更高的关联副载波，那么参考副载波的位置找到了，ICFO可以获得。框架和同步方法在图3中表示。

图3 HD Radio FM 框架和ICFO同步

3.2 信道估计

信道估计是HD radio FM系统接收机的一个重要组成部分，而无线信道在很大程度上影响了无线通信系统的性能，且有很大的随机性和不可预见性，使得信道的冲激响应具有多径和时变的特性，信道的这些特性给接收机的设计带来了一个非常大的困难。信道的时域或频域传输特性是根据接收到的受到无线信道影响后叠加了高斯白噪声并在幅度和相位上产生了畸变的接收序列来进行估计。

为了避免接收信号受到多径效应以及信道衰落的影响，改善通信系统的质量，需要用信道估计技术对信道的时域冲激响应或者频域函数进行估计，以便校正接收到的数据。这样当发送端的信号经过无线传输信道后，在接收端就可以得到一个失真较小的接收信号。

移动多径信道模型包括加性高斯白噪声信道模型、瑞利多径衰落信道模型、莱斯衰落信道模型和Jake衰落信道模型。以瑞利多径衰落信道模型用作信道估计方法来分析系统性能。瑞利多径衰落指的是没有直射波，只有反射波的多径传播情况。如果每条路径的到达波形相互独立，都服从高斯分布，且相位在0 -2π均匀分布，则这些多径接收信号叠加后，其幅度服从瑞利分布。

瑞利信道模型又分为4种情况，所有4个信道模型的响应性能列在表1中。在这些信道模型下，不同的编码方案的性能在图4中显示。

表1 FM band信道模型

CM1:信道模型1，对城市多径Rayleigh慢衰落信道中性能

CM2:信道模型2，对城市多径Rayleigh快速衰落信道中性能

CM3:信道模型3，对乡村流动多径Rayleigh衰落信道中性能

CM4:信道模型4，对地形阻挡多径Rayleigh衰落信道中性能

fd+:多普勒频率

在接收器的设计中，应当注意时钟和频率同步以及信道的影响。在接收器中，应该对不利的影响进行估计和补偿。参考副载波中的导频信号可以用在信道估计中。

在每个发射器中，一个OFDM符号中所有的副载波除了20位和21位以外都是发送相同的数据，这两位以预定的顺序发射。一旦接收到这两个信号，利用信号的冗余特性，系统控制数据序列可以被正确解码。这个解码的信号被用作导频信号来辅助信道估计。每个参考副载波的信道响应是利用LS（最小平方）信道估计方法来估计的，而每个数据副载波的信道响应是利用线性插值来估计的。具体计算见公式4和公式5。

公式4

其中， Yp(k)：在第k个导频副载波上接收到的导频信号。

Xp(k)：在第k个导频副载波上发射的导频信号。

Np：导频副载波的数量。

公式5

其中{Hp(k),k=0,1,2,...,Np}表示在导频副载波上信道的频率响应。

L：表示载波数量

卷积码编码率2/5在这个系统中实现。在图5中，提供了一个三元滑动窗来执行平均作用。在每个副载波上，每个符号最后的输出是由当前符号和两个最接近的符号的总和测量的。

图4 在FM band信道模型下的BER性能

当平均值合并入信道估计，系统性能再次提升，主要原因是更多的导频数据用作估计对应的信道响应。

图5通过使用三元滑动窗进行的时域平均图

4 在FPGA硬件平台的实现

在对系统中定义的参数和有效的硬件资源仔细估计后，选择下面的参数用在硬件实现中。FFT大小为2048，CP长度为112，采样频率为781.25kHz，副载波间隔为381.5Hz，符号率为361.9Hz，发射率为104.2kbps(编码率2/5)。在FPGA板上建立的CP2102 USB-UART桥接芯片用作板子和电脑之间的通信接口。

4.1 星座图

Agilent 89600导航信号分析器用来监测发射机的QPSK星座图，在图6中显示，可以看到所有的星座点被画成4个QPSK对应的串。

图6发射机的QPSK星座图

4.2 发射机频谱图

由发射机产生的OFDM波形送入Agilent 89600导航信号发生器来分析它的频谱图，结果在图7中显示。由MATLAB产生的仿真频率图在图8中。发现这两个频谱图基本相似。

图7真实的HD Radio FM发射机频谱

FPGA实现提供了一个适用于HD Radio FM性能的原型基带系统。综合软件ISE9.1.03i用来综合分析发射机和接收器。发射机的合成门数是大约1938975，而最高的运行时钟是96.375MHz；接收机的合成门数是大约1788016，而最高的运行时钟是81.264MHz。

图8HD Radio FM实现的频谱仿真

在文中，展现了HD Radio FM系统发射机接收器的结构和运算程序，发射机设计完全适应HD Radio FM性能。在接收机程序中，研究和讨论了时钟和频率同步问题。由于信道损伤，在不同的信道模型下都需要信道估计和补偿程序。从仿真结果来看，可以清楚看到在多种信道环境下系统性能保持在很好范围。硬件原型系统在FPGA和PC平台实现。由于FPGA性能，这个系统可以较快的处理信号，它能够为以后程序配置增加灵活性。

参考文献：

[1]C. Faller, B.-H. Juang, P. Kroon, H.-L.Lou, S. A. Ramprashad, and C-.E. W. Sundberg, “Technical Advances in Digital Audio Radio Broadcasting,” IEEE proceedings, vol. 90, pp. 1303-1333, Aug. 2002.

[2] iBiquity Digital Corporation, ”HD RadioTM FM Transmission System Specifications,” January 2008.

[3] USA Digital Radio, “Petition for Rulemaking – to the United States Federal Communications Commission for In-Band On-Channel Digital Audio Broadcasting,” 1998.

[4] Jan-Jaap van de Beek, Magnus Sandell, Per Ola Borjesson, “Estimation of Time and Frequency Offset in OFDM Systems,” IEEE Trans. Signal seband processing, vol. 45, no. 7, July 1997.

编辑：中国新闻技术工作者联合会